前言

高頻高壓發(fā)生器[1, 2]為 X 射線球管提供直流高壓和燈絲電流， 球管高壓和燈絲電流是 X 射線設(shè)備產(chǎn)生 X 射線的兩大必備條件[3]。在相同的條件下，X 射線的能量越集中得到的圖像質(zhì)量越好， 而 X 射線的球管電壓決定了 X 射線的能量，所以球管工作時需要穩(wěn)定的直流電壓，才能產(chǎn)生能量集中的 X 射線。

本文基于脈沖頻率調(diào)制的方法設(shè)計并實現(xiàn)了一種能夠自適應(yīng)調(diào)節(jié)和穩(wěn)定輸出電壓的控制方法。

1 系統(tǒng)方案設(shè)計系統(tǒng)的原理框圖如圖 1 所示，主電路部分先把工頻交流電整流濾波為直流，然后再在調(diào)頻電路的控制下把直流電逆變?yōu)楦哳l交流電，再經(jīng)過變壓器進(jìn)行升壓變換、整流和濾波后輸出直流高壓給 X 射線管[4]?？刂坪驼{(diào)節(jié)電路部分由 MCU 控制 DAC，經(jīng) DAC 轉(zhuǎn)換后得到控制頻率調(diào)制的參數(shù)。 為保證球管電壓(kV)的穩(wěn)定，系統(tǒng)采用閉環(huán)控制，反饋電壓的修正值VFB 與設(shè)置輸出電壓的量化電壓 VFBDA 進(jìn)行誤差運算后的結(jié)果 VErr 和參考電壓VREF 共同控制調(diào)頻電路，調(diào)節(jié)逆變橋輸出的交流電壓的頻率，使變壓器初級輸入的電壓改變，從而改變變壓器的次級輸出電壓，進(jìn)而改變倍壓整流濾波的輸出電壓，完成對管電壓的控制和調(diào)整。

為了實現(xiàn)該方法，需要克服四項技術(shù)難點，首先，能夠通過全橋逆變產(chǎn)生頻率受控制的逆變波形 ；**，高頻高壓變壓器[5, 6]能夠進(jìn)行電壓變換；第三，對變壓器升壓后的高頻交流電進(jìn)行倍壓整流濾波； 第四，調(diào)頻控制電路對輸出電壓的**控制和自動調(diào)整。

1.1 全橋逆變

高頻變換是減小功率變換器體積、重量和提高變換器效率、功率密度的有效途徑[7]。逆變橋使用場效應(yīng)管作為開關(guān)器件，逆變橋在驅(qū)動時序的控制下實現(xiàn)逆變。逆變橋驅(qū)動時序的示意圖如圖 3 所示，HL 和 LR橋臂的驅(qū)動信號同步，LL 和 HR 橋臂的驅(qū)動信號同步并且與 HL 和 LR 橋臂驅(qū)動信號相位相反， 在時間t1，橋臂 HL 和 LR 導(dǎo)通，橋臂 LL 和 HR 斷開；在時間t2，橋臂 HL 和 LR、LL 和 HR 斷開；在時間 t3，橋臂 HL和 LR 斷開，橋臂 LL 和 HR 導(dǎo)通；在時間 t4，橋臂 HL和 LR、LL 和 HR 斷開。

驅(qū)動時序中的脈沖 t2 和 t4 稱為死區(qū)時間，因為逆變橋的上下兩個橋臂是不允許直接導(dǎo)通，所以在驅(qū)動時序中插入了死區(qū)時間，這段時間作為橋臂執(zhí)行開關(guān)動作交替的過度時間，此時所有的開關(guān)管都處于關(guān)閉狀態(tài)。

t1~t4 為一個周期 T， 調(diào)整逆變橋驅(qū)動脈沖的周期T 即可以調(diào)整逆變橋的工作頻率。為了滿足功率的需要，每個橋臂采用多個場效應(yīng)管并聯(lián)實現(xiàn)均流。 逆變后的高頻交流電壓的頻率由開關(guān)管的驅(qū)動頻率決定，但是驅(qū)動頻率受制于變壓器的工作頻率范圍.

1.2 變壓器升壓

為了給球管提供直流高壓，逆變?nèi)珮蜉敵龅碾妷罕仨毥?jīng)過高頻變壓器升壓。高頻高壓變壓器是高頻高壓發(fā)生器中的核心部件之一，也是方案設(shè)計的四項技術(shù)難點之一，經(jīng)逆變橋輸出的只是高頻交流電， 但是其電壓幅值仍然很低，所以還必須通過變壓器經(jīng)行電壓升壓變換，雖然變壓器的初級線圈輸入的電源幅值較低，但是變壓器的次級輸出電壓已經(jīng)是高頻高壓的交流電壓，所以對變壓器耐壓條件、高頻下磁芯損耗等提出了要求。雖然高頻高壓變壓器的結(jié)構(gòu)與一般的變壓器并沒有多大的差別，都由磁芯、骨架、初級線圈、次級線圈組成，但是此類變壓器一般沒有現(xiàn)成的產(chǎn)品，因此本方法使用的變壓器需要根據(jù)逆變橋輸出的高頻交流電壓、工作頻率范圍等一系列參數(shù)自行設(shè)計。

1.3 倍壓整流濾波

倍壓整流濾波電路可以獲得多倍于變壓器副邊電壓的輸出電壓。 因為倍壓整流濾波電路與變壓器用油密封在一起，所以體積受到了一定的限制，綜合考

慮，優(yōu)化選擇二倍壓整流濾波，可以同時滿足輸出電壓和體積的要求。 二倍壓整流濾波電路圖如圖 4，J1、J2 連接變壓器的次級輸出，在交流電壓的正負(fù)半周對兩個電容分別充電，所以兩個電容的串聯(lián)輸出電壓為變壓器次級輸出電壓的二倍。 將兩個相同的二倍壓整流濾波單元串聯(lián)即可作為 X 射線管的陽極和陰極輸出，且中間點接地，那么在陽極和陰極可以得到正負(fù)直流高壓。整流二極管在關(guān)斷時需要承受兩倍于次級輸出電壓的反向電壓，因此倍壓整流濾波電路*關(guān)鍵的是選擇合適的整流二極管，以防其被高壓擊穿。 本方法選擇定制的整流二極管， 反向耐壓值*高可達(dá) 100kV，符合各項指標(biāo)并留有足夠的余量。

1.4 調(diào)頻電路的原理與實現(xiàn)

發(fā)生器的輸出電壓必須能夠隨各種條件的變化而進(jìn)行自動調(diào)整，為 X 射線管提供穩(wěn)定的直流電壓。

(1) 調(diào)頻控制輸出電壓的原理

LC 串聯(lián)諧振[8, 9]電路的輸出電壓為高頻變壓器初級線圈的電壓。 諧振曲線如圖 5 所示，f0 是串聯(lián)諧振電路諧振頻率， 從諧振曲線可以看出， 當(dāng)工作頻率 f等于 f0 時，電壓值*大，當(dāng)頻率 f 大于 f0 時，電壓隨頻率的增加而減小，因此改變頻率即可改變電壓幅值大小。

(2) 頻率調(diào)整的實現(xiàn)

圖 6 是差分運算電路， 對輸出電壓進(jìn)行誤差運算，A 點的輸入電壓是輸出電壓的采樣反饋電壓 VFB，它與 X 射線管兩端實際的電壓成正比，B 點的輸入電壓是與設(shè)置的輸出電壓相對應(yīng)的反饋修正電壓的量化電壓 VFBDA，誤差運算結(jié)果 VErr=VFBDA-VFB。 當(dāng) VErr=0V 時，表示實際的輸出電壓等于設(shè)置電壓。MC33067[10]是一款集成的 PFM 芯片，其引腳分布及封裝如圖 7 所示，其輸出脈沖頻率隨引腳 3 的輸出電流 IOSC 的變化而改變，引腳 9 起保護(hù)的作用，正常情況該引腳為低電平，當(dāng)出現(xiàn)異常情況的時候，發(fā)生器系統(tǒng)產(chǎn)生一個高電平信號至引腳 9，使芯片停止工作，從而切斷高壓輸出，保護(hù)人身和機(jī)器的**。

MC33067 的應(yīng)用電路圖如圖 8 所示，輸出脈沖的頻率及死區(qū)時間 tOS 由芯片及其外圍的 R、C 元件確定，R1、C1 確定了 MC33067 輸出脈沖的*小頻率，R3、C3 確定輸出脈沖的死區(qū)時間。

MC33067 的輸出波形的時序如圖 9 所示。 調(diào)節(jié)IOSC， 輸出脈沖的頻率可在已經(jīng)確定的頻率范圍內(nèi)調(diào)整，IOSC 越大，輸出脈沖的頻率越高

2 輸出電壓的控制和反饋調(diào)整

當(dāng)輸出電壓大于設(shè)定的電壓值， 將使 VFB>VFBDA，那么 VErr<0 V，因此 VEA=VREF+VErr<VREF，使 VEA 減小 ，從而 UVFO 增大，IOSC 增大，調(diào)頻芯片 MC33067 的輸出脈沖頻率增加，由圖 5 可知，工作頻率增加使變壓器的輸入電壓降低，則變壓器次級電壓降低，使輸出電壓減小，通過這種反饋調(diào)節(jié)，穩(wěn)定輸出電壓。 當(dāng)輸出電壓小于設(shè)定的電壓值的時候， 頻率調(diào)節(jié)過程相同，調(diào)節(jié)方向相反。

3 結(jié)果和結(jié)論

利用本文的調(diào)頻控制方法， 試制樣機(jī)進(jìn)行測試，輸出電壓的采樣反饋電壓 VFB 的波形可以看出在高壓輸出階段，輸出電壓穩(wěn)定，紋波小。

這種高壓控制策略應(yīng)用于中小功率高頻高壓發(fā)生器， 可以**控制和自動調(diào)整發(fā)生器的輸出電壓，輸出的高壓符合 X 射線球管的電壓要求， 可以正常

為 X 射線球管提供平穩(wěn)的直流高壓。

4 討論

本方案采用的 PFM、 全橋逆變等技術(shù)是當(dāng)前高頻高壓發(fā)生器設(shè)計的主流技術(shù)。 本文設(shè)計的電壓控制方法減小了高壓發(fā)生器對電源的依賴，即使在惡劣的

電源條件下也可**地輸出設(shè)置的電壓。 這種具有自適應(yīng)調(diào)節(jié)的高壓控制方法簡單可行、準(zhǔn)確可靠，具有廣泛的應(yīng)用前景.