直流高壓電源作為供電電源和試驗電源在實際中得到了廣泛的應用，如電機的驅動、直流高壓試驗系統(tǒng)、靜電除塵電源等［1，2］． 傳統(tǒng)的直流高壓電源由升壓變壓器、充電電阻、硅堆、濾波電容和負載組成，其工作過程是: 首先利用高壓變壓器將工頻電壓升高，然后利用硅堆將交流電壓整流成直流電壓，并利用濾波電容降低系統(tǒng)的紋波系數(shù)．整個系統(tǒng)具有紋波系數(shù)大，體積大，質量重等缺點． 目前，隨著微電子技術和電力電子技術的迅速發(fā)展，該電源正在向著小型化、高 可 靠 性 方 向發(fā)展［3，4］．
針對上述情況，為了滿足設計的要求，本文采用交流-直流-交流-直流的方法設計了一臺輸出電壓為 20 kV，輸出電流為 0． 1 A，紋波系數(shù)控制在0． 1% 的恒流恒壓直流高壓電源，采用 Pspice 軟件對主電路參數(shù)進行了仿真分析［5］，并完成了對整個電源的制作和測試．
1 主電路設計
由直流高壓發(fā)生器的電路可知，系統(tǒng)的紋波系數(shù)與交流電壓的頻率成反比，即頻率越高，紋波系數(shù)越?。?此外，對于升壓變壓器來說，通過提高交流電壓的頻率，在相同輸入、輸出電壓的條件下所需線圈匝數(shù)就越少，這大大降低了整個系統(tǒng)的質量和體積． 由此可見，通過提高系統(tǒng)交流電壓的頻率，在相同條件下不僅可以降低系統(tǒng)輸出電壓的紋波系數(shù)，而且還可以使系統(tǒng)的體積和質量大大降低． 因此，本文設計的直流高壓發(fā)生器也采用該方法，即首先將工頻交流電壓調制成高頻交流電壓，然后整流成直流電壓，整個電路如圖 1 所示．
由圖 1 可知，整個直流高壓發(fā)生器由整流電路、逆變電路、升壓變壓器和倍壓整流電路 4 部分組成． 整個電路的工作過程如下: 首先利用全橋整流電路將 50 Hz 的交流電壓整流成直流電壓，再利用由 IGBT 組成的全橋逆變電路將直流電壓逆變成 20 kHz 的交流方波電壓，然后進入升壓變壓器，將低壓的交流電壓變?yōu)楦邏航涣麟妷海?后通過倍壓電路將交流電壓整流成直流電壓輸出．采用 Pspice 軟件對上述電路進行了仿真，仿真結果如圖 2 所示．
從圖 2 可以看出，本文所設計的直流高壓發(fā)生器的電路是可行的．
2 倍壓電路
根據(jù)倍壓電路結構的不同，可分為半波倍壓電路、全波倍壓電路和三倍壓電路． 本文采用半波倍壓電路來實現(xiàn)直流高壓的輸出． 由于本文所設計的直流高壓電源為高穩(wěn)定、低紋波系數(shù)，這需要對倍壓電路的參數(shù)進行設計． 半波倍壓電路的紋波系數(shù)計算公式為:
S = δUUd= n( n + 1) Id4 fCUd= n( n + 1)4 fCＲx( 1)
從式( 1) 可以看出，紋波系數(shù)的大小與電源頻率、倍壓的級數(shù)、電容的容量和負載的大小有關． 因此，本文設計的直流高壓電源倍壓電路如圖3 所示．
由圖 3 可以看出，整個電路采用的是兩級倍壓．
采用 Pspice 軟件對電路進行了仿真． 其參數(shù)如下: 電源電壓 U = 5 kV，f = 20 kHz，C = 0． 2 μF，
仿真結果如圖 4 所示．
由圖4 可以看出，電源的輸出電壓為 20 kV，電流為0． 1 A，紋波電壓約為1 V，可以滿足設計要求．
管腳輸出的 PWM 波的頻率變大; 當 FANKUI2 信號變小，流入芯片的電流變小，電容 C13的放電速度變 慢，此 時 振 蕩 周 期 tdchg 變 長，從 OUT1 和
OUT2 管腳輸出的 PWM 的頻率變?。?從 OUT1 和OUT2 管腳輸出的控制信號之間的死區(qū)時間由電阻 Ｒ22控制，隨著電阻 Ｒ22的增加，死區(qū)時間增加．
由 C15控制輸出驅動信號的軟啟動． 由 Ｒ23，Ｒ24，C14構成輸出 PWM 的脈寬控制電路，脈寬反饋控制信號 FANKUI1 經(jīng)放大器與 Ｒ23和 Ｒ24相連．
該電路的脈寬調制過程受控于 FANKUI1 信號的
3 調頻調脈寬的電路設計
傳統(tǒng)的調節(jié)方法采用自耦調壓器和可控硅方式，但前者存在質量重、調節(jié)精度低的缺點． 后者雖是通過控制導通角來實現(xiàn)輸出電壓的調節(jié)，但該方法在實施的過程中會給系統(tǒng)引入很大的諧波． 本文所設計的直流高壓電源采用調頻調脈寬的方式來實現(xiàn)輸出電壓的連續(xù)調節(jié)，克服了調頻的調節(jié)速度慢及調脈寬的調節(jié)范圍小的缺點，使輸出電壓得到快速穩(wěn)定． 本調頻調脈寬的控制電路如圖 5 所示．
該電路的工作過程為: 首先利用供電電源對MC33066 芯片進行供電，使控制芯片開始工作;電阻 Ｒ22和電容 C13構成系統(tǒng)的振蕩，以及由死區(qū)時間產(chǎn)生的電路，該電路上的電容 C13的放電速度受控于頻率反饋信號 FANKUI2 的大?。?當反饋信號變大，流過 C13的電流變大，電容的放電速度變快，此時振 蕩 周 期tdchg 變 短，故 從OUT1 和OUT2大?。?當反饋信號 FANKUI1 變大，其通過 Ｒ15 和Ｒ16分壓后進入放大器的 12 腳信號也變大，流過Ｒ19的電流變小，此時放大器的輸出管腳 14 電平升高，電容 C14的放電速度變小，導致 PWM 波的脈寬 tos增加; 反之，當反饋信號 FANKUI1 變小，其通過 Ｒ15和 Ｒ16分壓后進入放大器的 12 腳信號變小，流過 Ｒ19的電流變大，導致放大器的輸出管腳 14 電平降低，電容 C14 的放電速度變大，導致PWM 波的脈寬減小，從而實現(xiàn)對 PWM 波輸出管腳 OUT1 和 OUT2 的信號的脈寬調節(jié)． 由此可見，本電路通過調頻調脈寬的方式能夠快速實現(xiàn)對輸出電壓的調節(jié)．
4 電源系統(tǒng)的試驗及其結果分析
根據(jù)上述電路設計，對整個電源系統(tǒng)進行了搭建，并進行了相應的試驗，其試驗結果見表 1．
由表 1 可知，本文所設計的直流高壓電源在輸出電壓為 20 kV 時，其紋波系數(shù)為 0． 05% ，小于 0． 1% ，可以滿足設計要求． 為了證實本試驗系統(tǒng)是否能夠形成恒流，利用大電容對其進行了試驗． 試驗結果表明，系統(tǒng)在開始狀態(tài)，未達到恒壓狀態(tài)時，處于恒流狀態(tài)，以設定的電流對電容進行充電，當充到電壓的設定值時，則進入了恒壓狀態(tài)，電流變小，維持電壓不變． 因此，本文所開發(fā)的試驗系統(tǒng)能夠形成恒流，并實現(xiàn)恒流狀態(tài)和恒壓狀態(tài)的相互切換．
5 結 論
( 1) 采用調頻調脈寬的聯(lián)合調壓方式，能夠實現(xiàn)系統(tǒng)輸出電壓的連續(xù)調節(jié)，并克服了調頻的調節(jié)速度慢和調脈寬的調節(jié)范圍小的缺點;
( 2) 通過逆變技術，將工頻交流變成高頻交流，可使電源的紋波電壓大大降低，實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定;
( 3) 所采用的應用交流-直流-交流-直流的方案是可行的，能夠實現(xiàn)高穩(wěn)定度、低紋波系數(shù)的直流高壓電源的研制．
